ボルト秒容量は、スイッチングトランスがどれくらいの高さの入力電圧にどれだけ耐えられるかを示します。スイッチングトランスの一定のボルト秒容量の条件では、入力電圧が高いほどスイッチングトランスが衝撃に耐えられる時間は短くなり、逆に入力電圧が低いほどスイッチングトランスが耐えることができます。衝撃、および特定の動作電圧では、スイッチング トランスのボルト秒容量が大きいほど、スイッチング トランスのコア内の磁束密度が低くなり、スイッチング トランスのコアが損傷する可能性は低くなります。飽和状態になる。
スイッチングトランスのボルト秒容量を測定することで、スイッチングトランスの鉄心が最適な磁束密度の位置で正確に動作しているかどうか、またデューティサイクルまたは動作周波数が適切であるかどうかを知ることができます。スイッチングトランスの鉄心の確認 コアのエアギャップ長は適切に求められていますか？
図 1 は、フライバック スイッチング電源の動作原理図です。現在、スイッチング電源の 70% 以上がフライバック スイッチング トランス出力電源を使用しています。いわゆるフライバック スイッチング トランス出力電源とは、スイッチング トランスの XNUMX 次コイルが DC パルス電圧によって励磁されるとき、スイッチング トランスの XNUMX 次コイルは励起電圧が経過した後でのみ負荷にエネルギー出力を提供しないことを意味します。スイッチングトランスの一次コイルが消失すると、スイッチが発生し、トランスコアに蓄えられた磁気エネルギーが二次コイルを介して逆起電力に変換され、負荷に電力を供給します。このスイッチング電源はフライバックスイッチング電源と呼ばれます。
図1において、入力電圧Eがスイッチングトランスの一次コイルNに印加されると、1の両端で1。等価回路を図 2-a) に示します。図 2-b) は、スイッチがオンになったときのインダクタの両端の電圧とインダクタ L を流れる電流を示しています。1電流の。
図2から、スイッチングトランスを流れる電流は励磁電流のみであることがわかります。つまり、スイッチングトランスのコア内の磁束はすべて励磁電流によって生成されます。スイッチングトランスの一次コイルのインダクタンスが一定である場合、またはスイッチングトランスのコアの透磁率が常に一定である場合、制御スイッチがオンになると、スイッチングトランスの一次コイルを流れる励磁電流が増加します。トランスの磁束は時間とともに直線的に増加し、スイッチングトランスのコア内の磁束も時間とともに直線的に増加します。電磁誘導定理によれば、次のようになります。
e1 =L1日付 = N1DTDの期間 (1) の φ = E——K
式 e では1はスイッチングトランスの一次コイルによって発生する起電力、L1はスイッチングトランスの一次コイルのインダクタンス、φはスイッチングトランスのコア内の磁束、Eはスイッチングトランスの一次コイルの両端の入力電圧です。磁束 φ は次のように表すこともできます。
φ = k×S×B （2）
上式において、kは単位系に関係する係数、Sはスイッチングトランスコアの透磁率面積、Bは磁束密度とも呼ばれる磁気誘導強度、つまり1当たりの磁束です。単位面積。
式(2)を式(1)に代入して積分すると、次のようになります。
BSdBmBr∫k = dtNt∫01Ek （3）
これから次のようになります。
)(10E18rmBBSN?=τ （4）
或
VT = E×τ = kS(Bm－Br)N1 （5）
(4) 式はフライバック スイッチング トランスの一次コイル N を計算するものです。1巻線ターン数の計算式。式中、N1はスイッチングトランスの一次コイル N1巻線の最小巻数、S はスイッチング トランス コアの透磁率、単位: 平方センチメートル、Bm はスイッチング トランス コアの最大磁気誘導強度、単位: ガウス、Br は残留磁気です。スイッチングトランスコアの誘導強度、単位: ガウス)、Br は一般に残留磁気と呼ばれ、τ = Ton、パルス幅または電源スイッチの幅と呼ばれる制御スイッチのターンオン時間です。導通時間（秒）、E は動作電圧（ボルト）です。式の指数 (k=10)8) は統一された単位系であり、指数の値も異なります。つまり、長さはセンチメートル (cm)、磁気誘導強度はガウス (Gs) です。磁束の単位はマクスウェル (Mx) です。
(5) 式中、E×τはスイッチングトランスのボルト秒容量、つまり入力パルス電圧振幅とパルス幅の積に等しいです。ここでボルトを表します。 -VT としての XNUMX 番目の容量。
ボルト秒容量 VT は、入力電圧がどのくらい高く、スイッチングトランスが衝撃にどれだけ耐えられるかを示します。
スイッチングトランスの一定のボルト秒容量の条件では、入力電圧が高いほどスイッチングトランスが衝撃に耐えられる時間は短くなり、逆に入力電圧が低いほどスイッチングトランスが耐えることができます。特定の動作では、電圧条件下では、スイッチング トランスのボルト秒容量が大きくなるほど、スイッチング トランスのコア内の磁束密度が低くなり、スイッチング トランスのコアが磁化される可能性が低くなります。飽和した。
スイッチングトランスのコア面積が固定されている場合、スイッチングトランスのボルト秒容量は主に磁束増分⊿B (⊿B = B) によって決まります。m－Br)とスイッチングトランスの一次コイルの巻数N1決定する。
また、磁気誘導の強さは磁界の強さによって決まり、つまり磁束増分⊿Bも磁界の強さによって決まることが分かります。図 3 に示すように。
図 3 の点線 B は、スイッチング トランス コアの初期磁化曲線です。いわゆる初期磁化曲線は、スイッチング トランス コアがまだ磁化されておらず、スイッチング後に初めて使用されるときの磁化曲線です。トランスコアが磁化されており、初期磁化曲線は存在しません。したがって、スイッチングトランスでは、スイッチングトランスのコアの磁化は一般に初期磁化曲線に従って動作せず、磁界の強さが増加または減少するにつれて、磁気誘導強度は磁化曲線abおよびba、または磁化曲線に従います。磁化曲線は cd と dc、前後に変化します。磁界強度が増加すると、磁界強度によりスイッチング トランス コアが磁化され、磁界強度が減少すると、磁界強度によりスイッチング トランス コアが消磁されます。
磁場の強さは0からHまで増加します1、対応する磁気誘導強度は B で与えられます。r1沿着磁化曲线ab增加到Bm1,而当磁场强度由H1下降到0时，对应的磁感应强度将由BM1沿着磁化曲线ba下降到Br1。如果不考虑磁通的方向，磁通的变化量就是⊿B1 ，即磁通增量⊿B1 = Bm1－Br1。
さらに磁界強度が増加すると、0からHまで増加します。2の場合、磁化曲線は発生する磁束増分 ⊿B に応じて曲線 cd および dc に沿って進みます。2 = Bm2－Br2。
図３から、異なる磁界強度、つまり異なる励磁電流に対応して、磁束変化量も異なり、磁束変化量と磁界強度は線形関係にないことが分かる。図3は、磁気誘導強度と磁場強度の相互変化を関数化したグラフである。図４において、曲線Ｂは磁気誘導強度および磁界強度の変化に対応する曲線であり、曲線μは透磁率および磁界強度の変化に対応する曲線である。ここで: HBμ= (4)
図4から、透磁率が最大となる場所は、磁気誘導強度や磁界強度が最小または最大となる場所ではなく、磁気誘導強度や磁界強度のある中間値に位置することがわかります。電界強度。透磁率が最大値に達すると、磁気誘導強度または磁界強度の増加に伴って透磁率は急激に減少しますが、透磁率が0近くまで低下すると、スイッチングトランスのコアが飽和し始めたと考えられます。図BsとHsに示すように。
一般的なスイッチング電源に使用されるスイッチングトランスは、透磁率の変化幅が大きく飽和しやすいため、スイッチングトランスコアの途中にエアギャップを設ける必要があります。図 5-a) は、中央にエア ギャップのあるスイッチング トランス コアの概略図です。図 5-b) は、中央にエア ギャップのあるスイッチング トランス コアの磁化曲線と最適値の計算です。スイッチングトランスコアのエアギャップの長さの概略図。
図 5-b) では、点線はエアギャップ スイッチなしのトランスのコアの磁化曲線、実線はエアギャップ スイッチのあるトランスのコアの磁化曲線、曲線 b は磁化です。エアギャップスイッチなどを備えたトランスのコアの曲線。実効磁化曲線、その等価透磁率、つまり曲線の傾きはβtgです。aμはエアギャップを備えたスイッチングトランスのコアの平均透磁率です。 ; cμ は、エアギャップのないスイッチングトランスのコアの透磁率です。
図5から、スイッチングトランスコアのエアギャップ長が大きくなるほど、その平均透磁率は小さくなり、スイッチングトランスコアは飽和しにくくなりますが、平均透磁率は小さくなることがわかります。スイッチングトランスコア、スイッチングトランスの一次コイルと二次コイル間の漏れインダクタンスが大きくなります。したがって、スイッチングトランスコアのエアギャップ長の設計は比較的複雑な計算プロセスとなり、スイッチング電源の出力電力と電圧変動範囲（デューティサイクル変動範囲）に基づいて総合的に検討する必要があります。ただし、スイッチングトランスのボルト秒容量を測定し、スイッチングトランスコアのエアギャップ長が適切かどうかを確認することはできます。スイッチングトランスコアのエアギャップ長の設計については、今後機会があれば詳細に解析することにしたいと思います。
ところで、図4の透磁率を示すμ曲線は静的なものではなく、温度に大きく影響されます。スイッチングトランスのコアも半導体材料（金属酸化物）であるため、サーミスタや電界効果トランジスタなどの半導体デバイスの多くは金属酸化物で作られています。半導体材料の特性は、温度の影響に非常に敏感であることです。温度が一定の範囲まで上昇すると、スイッチングトランスのコアの抵抗率が小さくなり、電気が流れ始めます。
そのため、温度が一定範囲まで上昇すると、スイッチングトランスのコア内部で大きな渦電流損が発生し、コアの実効透磁率が急激に低下します。スイッチングトランスコアの実効透磁率が急激に低下するこの温度点をキュリー温度点と呼びます。実際のアプリケーションでは、スイッチングトランスコアの実効透磁率が最大値の 70% に低下する温度をキュリー温度点として定義できます。
図 6 に示すように。図6は、日本のTDK社の高透磁率材料で作られたH5C4シリーズコアの初透磁率を示しています。i温度によって変化するμのキュリー温度は約105℃です。
図 6 から、スイッチング トランスの磁気コアの周囲温度がスイッチング トランスの性能に大きな影響を与えることがわかります。しかし、スイッチングトランスを使用する場合、スイッチングトランスのコアのキュリー温度を考慮したり検出したりする人はほとんどいません。現在、一般的なスイッチングトランスにはフェライトコアが多く使用されており、このフェライトコアのキュリー温度は一般に120℃程度であるため、スイッチングトランスを設計する際には110℃を超えないようにするのがベストです。